以实际测量值为基础，计算辅助
电流纹波系数控制在0.1～0.3
电流纹波系数=0.5*Ipp/Irms

以下为转载
前不久曾有网友在一个BUCK应用中，先后用两个不同来路的经验公式计算，得出了5uH和150uH两个差别巨大的值，是公式本身有问题吗？显然不是，理论都是一样的，只不过不同人理解和应用有别而已。下面谈谈我的认识。
BUCK电感工作在单向磁化状态，磁芯一般有三大类：工字型磁芯、带气隙的EI磁芯、低u磁环。这三种磁性材料有一个共的特点，就是不容易产生磁饱合。 BUCK电感发生磁饱合是很危险的，磁饱合状态下，磁芯的磁导率迅速下降，电感量将成比例下降，瞬间流过很大的电流，可导致输出电压升高。好在DC-DC 拥有灵敏的电压反馈环路及过流过热保护功能，能讯速调整占空比，或令开关复位，输出电压不会比设定值高出太多，也不会烧毁开关管。
电感的损耗分铜损和铁损。铜损是电流流过电感线圈产生的欧姆热，铁损主要有涡流损耗和磁滞损耗。对于涡损，我对书本上的说法持不同意见，书上认为涡损与频率成正比，它们无一例外都认为感应电动势由磁通量变化速率决定，显然是“天下文章一大抄”的结果。
我认为实际应用中，涡损只与每伏匝数和占空比有关：把涡损看作串在变压器一匝绕组上的电阻的欧姆热，感应电动势只与电源电压和原线圈匝数有关，而感应电流的产生与消失，与原线圈同步。
可见，频率在数百K量级，电感每匝伏数不到1伏/匝情况下，对于电阻率几千欧/cm2/cm量级的磁芯，涡损可以忽略不计。
磁滞损耗，是磁力线方向改变，或磁动势发生变化时，分子电流变化时消耗的能量，它是磁芯发热的主要愿因。电感器电流纹波系数大，磁滞损耗就大。
较大的电流纹波系数，还要求输出滤波电容能承受较大的纹波电流，并且有较小的ESR，输出纹波的大小，等于纹波电流值在ESR上的压降，以及在容抗上的压降之和。
电感量的取值，推荐以额定输出电流时，电感电流纹波系数为0.1~0.3，纹波系数越小，对滤波电容要求越低，同时磁滞损耗也越小。
实际应用中，受体积和成本限制，不能随便采用大体积的电感器，那么怎样在同型磁芯中的基础上，兼顾最大的电感量与足够的饱合电流呢？我认为在电流纹波系数 0.1~0.3的情况下，电感峰值电流仅为输出直流电流的1.1~1.3倍，饱合电流达到额定输出电流的1.5倍足亦，同一电感饱合电流要求由2降到 1.5能达到什么目的？它能保证线圈加多1/3，从而增加7/9的电感量，将电流纹波系数降低44% 。
可能有人担心，同一磁芯满槽率一定的情况下，匝数加多1/3，线径就要减25%，铜损将增加44%，然而铜损一般都很小，同时滤波电容的正切损耗和ESR电阻发热电流随纹波电流的下降呈几何量级下降，足以弥补增多的铜损。故对效率基本上无影响。
可以用示波器测量纹波系数：取一段细导线，阻值以不影响电路工作为宜。将它从中间对折，绕成无感电阻，串在滤波电容地与继流二极管地之间，即可对电感电流取样，用示波器观查它的波形，电流的峰值与谷值之差的一半，除以平均电流即为电流纹波系数。
如果你观察到的纹波系数大于0.3，说明电感值不足，应适当加大。个别DC-DC的设计公式很bt，如MC34063，按它的公式推出来的电感取值，电流纹波系数为1，难怪很多[屏蔽]叫它噪声太大。我认为要达到比较好的性能，这个电感需要加大到Lmin值的7-10倍，即保证电流纹波系数减小到 0.1-0.3。
正激电源(FORWARD变换器)是BUCK电路的衍生应用，故本法同样适用于正激电源


[ 此帖被little monk在2010-12-26 17:17重新编辑 ]

原创？

定技术帖...  对开关电源完全恐惧中...

哟，电源管理了~

没听过电流纹波系数，只听过电压纹波系数，假如处于连续电流模式与不连续电流模式交界，岂不是纹波系数为1？？？有什么意义么？即使处于不连续模式对我使用没什么影响，求电源方面工作，求内推

Quote:

引用第4楼pll于2010-12-27 09:04发表的  :
没听过电流纹波系数，只听过电压纹波系数，假如处于连续电流模式与不连续电流模式交界，岂不是纹波系数为1？？？有什么意义么？即使处于不连续模式对我使用没什么影响，求电源方面工作，求内推

临界连续模式的电流纹波系数为2，电流是三角波

电流纹波系数=0.5*Ipp/Irms
楼主是这么定义的 ，应该是1

应该是和平均值比

还是要考虑噪声的     ，不考虑噪声倒是临界都没问题

啥子意思哦，李和尚

楼上的，我绕山绕水，最后又绕了做电源设计了，跟本科毕设领域相同，只是张波搞的是芯片级的